本文介绍的电子整流器设计是在电子整流器的输入和输出之间建立高频通路,当电源电压低于滤波电容电压且无低频电流时仍有高频电流向负载供电,从而实现电流补偿目的。该电路具有简单高效的特点,电路仿真和实验结果也证明了该电路的可行性。
随着电力电子技术的发展,各种各样电子镇流器在照明领域得到了广泛的应用。电子镇流器作为一类AC-DC-AC变换器,如何提高其输入功率因数,减少对电网的谐波污染,成为人们研究的一个课题。
虽然通过增加一功率因数校正(PFC)级可大幅度提高输入功率因数,但这样必然会增加成本,且降低镇流器总效率。复用开关管的思想可以比较简单地提高输入功率因数,但其复用管的电流应力太大。为了既能简单地提高输入功率因数,又能具有高效率,本文提出了一种新的电路拓扑。
电流补偿思想
普通电子镇流器的输入部分都是由二极管整流加滤波电容组成,这种电路的特性是仅当50Hz的电源电压大于滤波电容电压时才有输入电流,从而使输入电流成尖峰状。电子镇流器的输出部分都是DC-AC高频变换,变换频率远大于输入电源频率。因此,设想如果能在输入和输出之间建立高频通路,在电源电压低于滤波电容电压且无低频电流时仍有高频电流向负载供电,这样就能达到电流补偿目的。基于这种电流补偿思想的电子镇流器电路结构如图1所示。
图1的电路由图2所示半桥电路变换而来,所不同的是负载的一根接线从C3负极改接至电源端,同时增加了电容C1和C2。在图2中,D1-D4和滤波电容C3构成低频通路,当电源电压大于滤波电容电压时滤波电容开始充电,与图2工作方式相同。
在高频工作状态下,由于开关管T1、T2的开关频率远大于电源频率,因此,下面假设在一个开关周期内,电源电压和滤波电容电压恒定,对A点电位为正和为负的情况进行分别讨论:
A点电位为正:T1导通T2截止时,C3通过T1、C2、C4向负载供电,同时电源通过D1、T1也向负载供电,此时C4充电；T1截止、T2导通时,C3通过C2、T2、C4向负载供电(反向),同时C4通过D4、T2向负载放电。
A点电位为负:T1导通、T2截止时,C3通过T1、C2、C4向负载供电,同时C4通过D2向负载放电；T1截止、T2导通时,C3通过C1、C4、T2向负载供电(反向),同时电源通过D3、T2向负载供电,C4此时充电。
从分析可知,图1所示电路电源在一段时间内直接向负载供电,实现了电流补偿的思想。通过合理选择C1、C2电容值可同时使输入和输出波形达到最佳结果。
在图1中,T1、T2两端并联电容Ca1、Ca2是为了得到零电压开关(ZVS)条件。T1关断时,由于存在Ca1所以是零电压关断。当T1关断后,由于受到IR215X芯片的死区时间限制,T2并不立即开通。在IR215X的死区时间内,电感Lr与电容Ca1、Ca2产生谐振,结果将使Ca1电压升至Uc3,Ca2的电压降至零,此时开通T2可得到零电压开通条件。IR215X的死区时间是不变的,可根据负载电流值、Lr电感值、死区时间计算出电容Ca1、Ca2的值。
仿真及实测结果
由于该镇流器采用了多灯驱动技术,一个镇流器同时驱动十余只日光灯,因此当输入电压为220V/50Hz时,输出电压为100V,输出功率最大为500W。
图3为加滤波电感后的输入电流仿真波形,图4为日光灯两端电流波形。从图3可看出,输入电流波形与未加电流补偿时的输入电流相比有很大改善,分析得到总谐波畸变系数为29.1%。
对关键指标的实际检测结果如下:
输入电压:220V/50Hz
输出功率:14×28.7w=401.8w
输入功率因数:0.94
二次谐波含量:1.3%
三次谐波含量:19.6%
日光灯电流波峰比:1.58
镇流器效率:97.1%
本文小结
仿真和实测结果证明了本文所提出的利用电流补偿思想提高镇流器输入功率因数的方法是可行的,该电路利用很简单的方式提高了功率因数,降低了谐波含量。同时,日光灯电流波峰系数也符合有关标准要求,使生产成本和技术性能得到了很好统一。根据该电路生产的群控电子镇流器已得到了大量应用,应用结果表明了其良好的技术性能和经济效益。
参考文献:
[1] 丁道宏 《电力电子技术》[M] 北京:航空工业出版社,1992
[2] 石文,谭杨波,程仁杰。一种高功率因数电子镇流器 [J] 电力电子技术 1996(2): 14~15
[3] 肖荣,黄渝陵。一种电流补偿高功率因数电子镇流器。实用新型专利:ZL 00 2 21597.7
[4] 上海节能服务中心 上海卷烟厂三车间照明节电措施测试报告[M] 2000.10
作者:黄渝陵
南京汽轮电机集团技术部
肖荣
南京大树科技公司
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