TDMA蜂窝/PCS手机的RF设计

本文集中讨论了典型双频TDMA收发器RF部分设计考虑和折衷方案,内容包括:RF规范、手机模块、接收机规范、结构、设计折衷、寄生响应抑制等多方面,适合(中国)手机设计工程技术人员阅读。

TIA/EIA/ANSI-136是北美市场上双频时分多址(TDMA)手机的现行蜂窝/PCS标准。目前该标准已经升级,以便顺利过渡到具备无线数据/话音终端的3G通信应用。通用无线通讯协会的UWCC136新标准将允许今后的数据手机具备多媒体和无线因特网接入等功能,这些新增的功能要求更高的数据传输速率和RF带宽。

目前,移动基站中蜂窝服务的发射频段分配为824.04到848.97MHz,PCS频段为1,850.01 到1,909.95MHz。移动接收机蜂窝服务的频率范围从869.04 到893.97MHz,PCS频率范围是1,930.05到1,989.99MHz。目前RF频道的带宽为30kHz,并有望扩展到200kHz甚至1.6MHz。200kHz带宽就能够采用8-PSK这样的高阶数字调制方式,从而兼容新一代基于TDMA和EDGE制式的数据通信手机。

今天,许多TDMA手机具有双频和三频工作模式(蜂窝频段中基于FM的模拟服务,蜂窝频段和PCS频段中基于PI/4 DQPSK的数字服务)。新的标准针对多频段、多带宽和多时隙工作方式提出了要求,这使得移动电话和基站的设计更为复杂。成本、外形尺寸和功耗等三个重要设计变量将大受影响。由于单个手机可能同时拥有蜂窝和PCS频段的频谱,所以将来针对美国市场设计的手机都要具有双频功能。

主要RF规格

对上述双频手机,模拟状态下接收灵敏度至少为-116dbm(12db信号+噪音+失真/噪音+失真[SINAD])；数字状态(静态)下,位错率(BER)为3%时,接收灵敏度为-110dbm。3% BER的最大输入电平为-25dbm。

四类手机的发射功率电平限定在600mW有效辐射功率(ERP,对半波偶极天线而言)。误码向量振幅(EVM)是数字调制品质的量化指示。EVM 均方根(RMS)的最大值定义为12.5%。

相邻信道(fc±30 KHz)/备用频道(fc±60/90 KHz)功率比(ACPR)技术规格反映了发射机的线性度(fc是预定的RF信道频率)。相邻和备用频道的发射功率电平分别不应大于-26dBc和-45dBc。

手机模块图

在典型手机的主要功能模块。从硬件方面看,包括逻辑电路和收发机两个部分。后者是手机的无线部分。

逻辑部分包括一个微处理器、DSP基带处理器、内存、显示器、电源管理电路和声音编码器。

在发射部分,逻辑电路把声音按照一定的位率有效地进行模数转换,例如采用位率为7.4kbps的代数编码激励线性预测[ACELP]算法,转换结果供给信道编码功能模块并为收发机提供数字调制I&Q基带信号。逻辑电路的接收部分提供信道滤波均衡/解码和ACELP语音解码功能。驻留软件提供呼叫处理和用户界面功能。

RF模块的要求

RF模块的基本作用是用来自手机基带部分的模拟和I&Q信号调制高频RF载波,并且解调接收到的模拟和/或经数字调制的RF信号。典型的双频段RF模块包括四个功能块:前端、接收机、频率合成器和发射机。

从图1可见双变换接收和发射结构中的双发射路径,双接收路径将RF信号差频为蜂窝和PCS频段接收部分共用的中频(IF)信号。

天线和前端部分

共用的天线服务于两个频段的接收和发射部分。为了实现双频工作方式,要对天线增益、辐射模式和共用匹配网络等部分进行折衷设计。

天线所接收到的信号经由输入分支器的低通滤波部分供蜂窝频段使用,PCS频段的发射和接收信号则通过分支器的高通滤波部分获得。

分支器将蜂窝频段和PCS频段分开,而双工器则将蜂窝频段中发射和接收隔离开,从而满足不同频率选择的要求。在蜂窝频段中双工器的任务包括:当发射机噪音频率位于接收频段时,防止降低全双重模拟工作模式下接收机的灵敏度；衰减功率放大器(PA)的输出信号以避免低噪声放大器(LNA)进入增益压缩工作方式；衰减接收机的寄生响应(第一镜频和其它寄生响应)；用第一混频器LO-RF端口来衰减第一级本振(LO)的馈通；衰减发射机输出谐波和其它寄生信号。

接收机的选择性与双工器和镜频抑制滤波器的频率特性存在公共部分,要对选通带宽和插入损耗进行折衷。

PCS接收路径与蜂窝信号的路径不同。它不采用双工器,而是采用发射/接收(T/R)开关,因为目前PCS频段(非同时接收和发射功能)采用数字半双工工作模式。今后在数字模式多时隙工作方式的某些操作模式中,将要求同时进行发射和接收操作,这就要在PCS频段中使用双工器。

接收机规范

接收机采用双变换超外差结构,其成本低、动态范围大和选择性好。

在不明显降低信噪比(SNR)以及不引入能产生互调干扰的非线性失真的前提下,LNA将接收到的RF微弱信号增强。图1是具有单步衰减增益控制的两种不同的LNA,每个频段对应一种。在强信号条件下,增益的衰减可以防止有源级过载。

LNA输出信号经由一个25MHz带通滤波器,第一镜频、信号镜频噪声和蜂窝频段中其它寄生响应得到进一步衰减。在PCS频段中,LNA夹在两个带宽为60MHz的镜频滤波器之间。特别要注意LNA输出混频器的RF输入端的隔离以避免降低第一镜频抑制的效果。

接收到的RF信号流入第一混频器(M1-PCS和M1-CELL)后差频为相同的第一中频(IF)信号。实际上,只有已选定频段的接收机前端才会加电工作以便使功耗最小。

第一IF滤波器通常是一个30kHz窄带SAW滤波器,其中心频率大于100MHz。带外衰减特性陡峭、通带内振幅和相位呈线性特性是SAW滤波器非常重要的特性,该滤波器决定第二镜频抑制,其带外衰减特性是影响备用信道抑制(fc±60kHz)和接收机整体互调(IM)性能的主要因素。第一IF信号流入第二混频器(M2),差频得到末级IF信号,典型频率是450kHz。

第二IF滤波器是带宽为30kHz的陶瓷滤波器,中心频率为450kHz。其陡峭的带外衰减特性能够满足相邻信道/备用信道抑制的要求。通带内要求良好的振幅和群延迟特性以避免在数字模式下降低BER。

450kHz输出信号分流到:

1. 调频IF放大器、限幅器、正交解调器和接收信号强度指示器(RSSI)等部分。

2. 自动增益控制(AGC)和I&Q解调级。

在模拟方式下,接收信号经鉴频以产生基带音频信号、监控音调(SAT)、信号音调(ST)以及用于呼叫建立和控制的宽带数据。RSSI输出的直流电压与接收信号的强度成正比。这些信息可用来决定用于MAHO的最强信道和信号强度。

在数字模式下,PI/4 DQPSK数字调制信号分别被鉴频为基带I&Q分量。解调后的音频信号、RSSI和数字模式I&Q解调信号经过模/数转换存储到手机逻辑部分以便进行数字信号处理。

当输入信号从-115到25dBm(90dB动态范围)变化时,前端和第二IF增益控制级要确保数字模式下接收链呈线性特性,接收链的设置应使I&Q解调信号的振幅几乎保持恒定电平,并与ADC的动态范围相匹配。

到基带的差频可由合成器部分(LO#3)提供的450kHz第三LO实现。

接收机设计折衷

接收机的设计考虑包括:

1. 选择多个的集成前端(LNA、混频器和LO缓存)器件。多器件方案使设计者通过增加部件数量和大小来优化增益、噪声特性(NF)、三阶输入截点(IIP3)和功耗。在选择多器件方案的设计方法中,PCB元件布局更加灵活。单芯片集成RF ASIC减少了开发时间,但较低的RF IC成品率、封装局限性、RF隔离和测试问题可能增加最终的产品成本；

2. 要对RF增益进行分配以获得一个最优动态范围(折衷考虑IIP3/NF的要求)；

3. IIP3越高,耗电越大(待机时间较短),良好的强信号处理性能在移动蜂窝环境中极为重要；

4. 在两个频段中共享元件减少了元件数目、外形大小和成本,但在每个独立频段内进行性能优化的难度增加了。

接收机结构

接收机有两种基本结构:超外差结构和直接转换结构(或低IF)。后者省略了IF级、混频器、

滤波器和相关本地振荡器,具有适应不同带宽和标准的灵活性。

直接转换结构的优势在于降低成本、PCB面积和功耗。然而,目前TDMA应用的性能已经落在超外差结构之后,超外差结构具有优良的动态范围和选择性,在给定的性能要求下开发周期较短、风险较小。超外差接收法的缺点是部件数较多、高Q值滤波器因集成困难必须置于芯片之外。

实用的直接转换法要认真解决时变的直流偏置、LO信号通过天线泄露、增益/相位不匹配和下行正交混频器中二次非线性失真等问题,并确保在TDMA动态范围内系统能正常工作。

接收机寄生响应

RF接收机的作用是接收有用信号,并在接收机输入端抑制较输入信号大得多的寄生信号。

最重要的三个接收机寄生响应是:第一镜频、第二镜频和半中频。某一频率下的强RF干扰信号可能使BER或SINAD指标严重恶化,甚至会造成断线。图2、3、4是它们的频率分布,两个因素决定这些频率的位置:接收机频率图和有用的调谐频率。接收机设计的一个重要部分是消除和衰减干扰信号,寄生信号抑制所要求的衰减电平决定滤波器的衰减要求和第一混频器的线性技术指标要求。

在第一镜频中,所需的低电平1,930MHz RF信号差频为100MHz第一IF信号,第一LO设置在2,030MHz(见图2)。带外2,130MHz强干扰信号也差频为第一IF,因为LO与干扰信号频率之差同样是100MHz。在这个特例中,第一镜频的位置是2,130MHz。衰减该强干扰信号的唯一方法是提高两个前端滤波器的选择性。采用较大的第一中频也有所帮助。在某种情况下,窄带LNA同样可以抑制第一镜频响应信号。

在第二镜频采用与图2所示一样的频率图(LO和IF频率),见图3。一个1,930.9MHz的带外干扰信号差频为第一IF级的99.1MHz信号(99.1=2,030-1,930.9)。有用信号差频到100MHz。有用(100MHz)和干扰(99.1MHz)信号都将与固定的LO#2(99.55 MHz)混频得到450kHz信号,这将降低载波干扰(C/I)比。在本例中,第二镜频的RF频率位置是1,930.9MHz。衰减这种强干扰信号的唯一方法是要求第一IF滤波器提供足够大的衰减(本例中在99.1MHz时应大于60dB)。在多数情况下,SAW IF滤波器能提供足够大的衰减。为了达到如此高的衰减特性,须仔细设计滤波器的电路板布线以使滤波器输出和输入端口之间具备较高的隔离度。否则,IF滤波器输出+PCB总衰减可能会大于所要求的衰减电平。

半中频寄生响应有时很难衰减掉(见图4),其RF频率位于第一IF频率到有用信号频率之间的中点。例如,半中频位于1,980MHz,有用信号在1,930MHz,IF在100MHz。该频率处于带通滤波器的通带内,所以两个RF滤波器都无法抑制半中频响应。

第一混频器LO设定在2,030MHz,其二次谐波是2×2,030=4,060MHz。RF干扰信号(半IF)二次谐波位于3,960MHz(2×1,980)。LO和RF二次谐波混频产生了一个会干扰有用IF信号的100MHz IF信号。这个(2,2)四阶干扰(2×LO-2×RF)由第一混频器的二阶截点(IP2)决定。

如果有用信号频率位于PCS频段(1,960MHz)的中间,接收机半IF响应位于2,010MHz。输入RF滤波器的通带为1,930到1,990MHz,因而就可以提供所要求的衰减特性。

本文总结

第二部分将讨论频率合成器及其在设计实例中的应用,重点讨论手机的发射部分、发射机设计折衷、手机接收/发射频率图,并介绍RF集成模块。

Eduardo Sztein是Nec美国系统/RF工程部门的高级工程师。他持有电机工程师学位,毕业于Buenos Aires大学工程学院电子系(MSEE),E-mail:edpasztein@。